Ко мне поступает много вопросов об увеличении мощности контроллера элемента Пельтье. В этой статье я расскажу о моем видении этого вопроса, дам рекомендации по выбору компонентов устройства.

Речь идет о контроллере элемента Пельтье версии 2.x.

Программное обеспечение.

Программное обеспечение менять не надо. В контроллере существуют измерительные коэффициенты для выходных параметров: тока, напряжения, мощности. Эти коэффициенты учитывают передаточные характеристики измерителей контроллера.  Они описаны в статье о программе Монитор для контроллера элемента Пельтье. Ниже я укажу, какие компоненты схемы влияют на измерительные коэффициенты.

 

Существует проблема с отображением выходной мощности контроллера. Дело в том, что мощность индицируется на 3х разрядном индикаторе. Я сделал индикацию с точностью 0,1 Вт для того, чтобы лучше наблюдать работу регулятора. Но на 3 разрядах можно отобразить максимальную мощность 99,9 Вт. Мне это было вполне достаточно.

Если нужна большая мощность, то могу предложить следующий вариант. Программа контроллера работает не с ваттами, а со значениями АЦП. Процессы регулятора и отображения на индикаторах разделены и не влияют друг на друга. Можно задать коэффициент мощности в 10 раз меньший, чем реальный и не обращать внимания на децимальную точку на индикаторах. Тем более, что выходная мощность скорее отладочный параметр. Естественно, заданные значения мощности также должны быть в 10 раз меньшие.

 

Принцип работы силовой части контроллера.

Силовая часть контроллера построена по классической схеме понижающего импульсного стабилизатора. Только нагрузка “оторвана” от земли, а к земле “привязан” ключ. Такое решение позволило управлять MOSFET ключом от сигнала микроконтроллера через простой драйвер-усилитель.

• При замкнутом ключе ток поступает в нагрузку по цепи: источник питания, дроссель, ключ (путь тока показан красным цветом).
• При разомкнутом ключе энергия, запасенная в дросселе поступает в нагрузку через рекуперативный диод (путь тока показан синим цветом).

Это основные компоненты, влияющие на выходную мощность регулятора.

 

Выбор компонентов для увеличения выходной мощности контроллера.

Схема силовой и измерительной части контроллера.

Для увеличения выходной мощности контроллера необходимо изменять компоненты именно этой части схемы.

MOSFET ключ D2.

Прежде всего, MOSFET транзистор должен быть низкопороговым, т.е. он должен открываться при низком напряжении на затворе.

В схеме применяется простой, но эффективный драйвер, собранный на двух эммитерных повторителях VT2, VT3. Недостаток у него один – низкое максимальное напряжение на выходе. В этой схеме оно 4,3 В. Поэтому MOSFET транзистор и должен быть низкопороговым.

Многие предлагают подключить коллектор VT2 к + 12 В и ждут увеличения выходного напряжения. Просто сгорит контроллер, да и транзистор тоже. Это эммитерный повторитель. Он усиливает сигнал только по току. А по напряжению даже снижает сигнал из-за неидеальных характеристик транзисторов. Зато драйвер, собранный по такому принципу, обладает высоким быстродействием. Именно низкое быстродействие транзисторных ключей с насыщением не дает возможность использовать их.

Конечно можно применить интегральный драйвер с выходным напряжением 12 В, но я думаю проще выбрать низкопороговый MOSFET транзистор. Их очень много с самыми разными характеристиками.

В схеме применяются два параллельно включенных MOSFET транзистора IRF7313. Техническую информацию в формате PDF можно посмотреть по ссылке irf7313.pdf.

В справочных данных указан параметр Vgs(th). Именно на него, прежде всего надо обратить внимание. Для IRF7313 он составляет всего 1 В. Т.е. при напряжении всего 1 В транзистор начинает открываться. Но важнее оценить зависимость тока стока транзистора от напряжения на затворе. Для IRF7313 она выглядит так.

При напряжении на затворе 4 В, ток стока более 20 А. А в схеме 2 транзистора параллельно.

Предельно-допустимый ток стока IRF7313 при 70 °C составляет 5,2 А. Для двух транзисторов 10,4 А.

Крайне важно сопротивление открытого транзистора. В статическом режиме нагревание транзистора определяется током стока и этим сопротивлением (P=I² * R). Максимальное сопротивление открытого транзистора IRF7313 всего 0,046 Ом. Как правило, на этот параметр влияет предельно-допустимое напряжение сток-исток. Поэтому лучше не выбирать транзисторы с высоким рабочим напряжением.

Желательно обратить внимание на емкость затвора MOSFET транзистора. Ведь это основная нагрузка на драйвер в динамическом режиме. Для IRF7313 емкость затвора составляет 650 пкФ. В схеме два транзистора, значит, драйвер работает на емкость 1300 пкФ. Могу сказать, что с такой нагрузкой драйвер на эммитерных повторителях справляется без проблем.

Еще раз перечислю основные параметры MOSFET транзисторов, на которые следует обратить внимание:

• пороговое напряжение затвора;
• максимально-допустимый ток стока;
• сопротивление в открытом состоянии;
• максимально -допустимое напряжение сток-исток;
• входная емкость (емкость затвора).

Рекуперативный диод VD1.

Должен обладать высоким быстродействием и низким падением напряжения в открытом состоянии. Т.е. однозначно надо использовать диод Шоттки. Обратное напряжение на VD1 не превышает напряжение питания контроллера.

Я выбрал SR540 (5 А, 40 В), но вариантов очень много. Средний ток через диод, как правило, меньше тока нагрузки и уменьшается при увеличении напряжения на выходе. Но лучше максимально-допустимый средний ток диода выбирать не меньше тока нагрузки.

 

Силовой дроссель L3.

Один из самых важных элементов схемы.

У дросселя два параметра интересующих нас в первую очередь:

• индуктивность;
• ток насыщения.

Индуктивность определяет скорость нарастания тока при коммутациях или пульсации тока.

Ток в индуктивности определяется соотношением I = U * T / L, где

• U - напряжение на дросселе;
• T - длительность импульса;
• L - индуктивность.

Принято задавать пульсации тока не более 20% от номинального.

У меня в схеме указан дроссель индуктивностью 200 мкГн. Для него справедливы следующие расчеты.

• Примем напряжение на элементе Пельтье не ниже 5 В. Тогда максимальное напряжение на дросселе 12 – 5 = 7 В.
• Частота ШИМ 100 кГц, период 10 мкс, длительность импулса ШИМ примем 10 мкс.
• Тогда амплитуда пульсаций тока I = 7 * 0,00001 / 0,0002 = 0,35 А.

Индуктивность выбрана с большим запасом. Реально напряжение на элементе Пельтье больше, значит на дросселе меньше. Длительность импульса ШИМ как правило меньше 10 мкс.

У меня в реальном устройстве используется  дроссель с индуктивностью 120 мкГн.

При увеличении выходного тока индуктивность можно еще уменьшать.

Ток насыщения дросселя это ток, при котором дроссель теряет индуктивность. Ток насыщения должен быть больше максимального тока в устройстве с учетом пульсаций. Именно для этого в магнитопроводе дросселя есть зазор.

Здесь есть еще одна тонкость. В схеме контроллера используется узел аппаратной защиты по току. Собран на транзисторе VT1. Как только напряжение на датчике тока R15 превысит 0,6 В (напряжение база-эммитер транзистора) транзистор VT1 откроется, сбросит микроконтроллер и ШИМ мгновенно отключится. Защита должна срабатывать только на резкое замыкание нагрузки. Так вот, желательно, чтобы ток насыщения дросселя был не менее тока срабатывания этой защиты. В моей схеме это  I = 0,6 / 0,05 = 12 А. Я это правило не выдерживаю, но на замыкание нагрузки схему не проверял.

Чтобы снизить потери на нагревание дросселя, его активное сопротивление должно быть минимальным. Для этого сечение провода обмотки надо выбрать достаточно большим.

Активное сопротивление дросселя считается по формуле:

R = ρ * l / S, где

• R - сопротивление обмотки (Ом),
• Ρ – удельное сопоотивление материала, для меди 0,0175 (Ом * мм2 / м);
• l – длина обмотки (м);
• S – площадь сечения обмотки (мм2).

Мощность активных потерь в дросселе считается по формуле P=I² * R.

Дроссель работает на высокой частоте 100 кГц, поэтому обмотку лучше выполнить несколькими тонкими проводами, сложенными вместе. Это увеличивает площадь поверхности обмотки. На высокой частоте ток большей частью протекает по поверхности проводника (скин эффект).

Конденсаторы.

Емкость танталовых конденсаторов C7 и C8 необходимо увеличить пропорционально выходному току. Лучше поставить несколько параллельно.

Что касается C9 и C11. Я не думаю, что их емкость надо увеличивать. Они выполняют функцию стабилизации выходного напряжения на время реакции регулятора. Это особенно важно при питании устройства от нестабилизированного источника питания. Пульсации источника питания - единственное быстрое возмущающее воздействие на регулятор. Сопротивление элемента Пельтье резко измениться не может. В случае питания от стабилизированного источника питания роль конденсаторов C9 и C11 падает, но я бы оставил их в схеме.

Фильтр радиопомех L1, L2, C13.

Если элемент Пельтье  физически расположен вблизи контроллера, то его можно исключить из схемы. Если оставили, то надо обратить внимание на ток насыщения и активное сопротивление дросселей.

 

Измерительные цепи напряжения.

Делители напряжения R8, R12 и R9, R13 определяют диапазон выходного напряжения контроллера.  При увеличении выходного напряжения передаточные коэффициенты делителей надо уменьшить  и изменить измерительные коэффициенты в контроллере.  (Программа Монитор контроллера элемента Пельтье.)

Измерение тока.

Измерение тока происходит с помощью резистора R15.

Во первых надо понимать, что измеряется входной ток регулятора. Он используется для вычисления мощности. Ток через элемент Пельте (выходной ток) отличается от входного примерно на отношение: напряжение питания / выходное напряжение.

В устройстве используется самый простой и дешевый вариант измерения тока. Напряжение с датчика тока поступает непосредственно на вход АЦП микроконтроллера.

Диапазон измерения АЦП составляет 0…5 В, а напряжение на датчике R15 0…0,25 В. Это приводит к отвратительной разрешающей способности измерения тока. В моей схеме измерительный коэффициент тока 98 мА на единицу АЦП. Или порядка 50 градаций во всем диапазоне измерения тока. В статье про испытания контроллера я пишу, к чему это приводит.

Если сопротивление резистора R15 увеличить, то напряжение на входе АЦП увеличится, но это приведет к большим потерям на датчике тока.  Даже в этой схеме при токе 5 А и сопротивлении резистора R15 равном 0,05 Ом, мощность на резисторе будет 1,25 Вт. При увеличении тока мощность будет расти по квадратичной зависимости. Это совершенно недопустимый способ при увеличении мощности контроллера.

При значительном увеличении мощности надо использовать усилитель сигнала датчика тока. Этот сигнал обрабатывается медленно, значит, усилитель может быть с низкой скоростью. Могу предложить схему, которую я использую в станциях катодной защиты для усиления сигнала токового шунта.

Это неинвертирующий усилитель, выполненный на прецизионном операционном усилителе OP07. Коэффициент усиления определяют резисторы R2, R3. Главная проблема, в том, что он требует отрицательного питания. Где его взять я не знаю. Во многих устройствах я получаю отрицательное питание по принципу, описанному в Уроке 27 в цикле уроков Ардуино. Но свободного вывода микроконтроллера в этой схеме нет.

При использовании усилителя сопротивления шунта можно уменьшить, а диапазон напряжения на входе АЦП приблизить к 0…5 В. Это улучшит разрешающую способность измерения тока.

Можно применить интегральные датчики тока, но как это повлияет на стоимость устройства, я не знаю.

Все изменения в измерительных цепях должны быть отражены на измерительных коэффициентах (программа Монитор контроллера элемента Пельтье). Надо добиться того, что показания на экране Монитора совпадали с реальными значениями тока, напряжения и мощности.

 

Подчеркну, что все предложенные мною решения я не проверял, но они достаточно очевидны. По мере необходимости я отвечу на вопросы в развернутом виде в этой статье или напишу другую.